Ajuste del ciclo de trabajo del reloj para mitigar la sensación en casos relacionados con la modulación

Nota del editor: El artículo en el que se basa este artículo se presentó originalmente en el Simposio internacional IEEE de 2022 sobre compatibilidad electromagnética e integridad de señal/potencia (EMC, SI y PI), donde recibió el reconocimiento como Mejor artículo del simposio. Se reimprime aquí con el permiso del IEEE. Derechos de autor 2022 IEEE.

Los problemas de desensibilización de antenas de radiofrecuencia (RF), también conocidos como desense, han llamado más la atención en los últimos años. Debido a la tendencia de que los dispositivos electrónicos modernos estén diseñados para ser más compactos, equipados con más funciones y trabajando a mayor velocidad, las fuentes de ruido no deseadas y el acoplamiento a las antenas de RF víctimas se producirán con mayor frecuencia. Hay muchos mecanismos por los que puede ocurrir desensamblaje en las antenas de RF, como el acoplamiento directo [1][2], la modulación [3], la intermodulación [4][5], etc.

Los casos más comunes son el acoplamiento directo a las antenas víctimas. Cuando existen ciertas fuentes de ruido que irradian componentes de frecuencia dentro de la banda de recepción, la antena puede captar el ruido cuando las fuentes tienen rutas de acoplamiento eficientes. Debido a que se conocen los rangos de frecuencia de trabajo de las antenas, se ha estudiado ampliamente para evitar ruidos no deseados acoplados a la antena desde módulos cercanos. Las soluciones de mitigación típicas incluyen blindaje, absorbentes e incluso rotación de la orientación [1]. El teorema basado en la reciprocidad se utiliza como marco para modelar el problema de acoplamiento directo [6]. Con base en este marco, se han propuesto varios métodos, como la extracción del momento dipolar equivalente para el modelado de fuentes de ruido [7][8] o el uso de la caja de Huygens [9].

Los problemas de sentido con la modulación involucrada son más difíciles de identificar. Las señales de transmisión radiantes pueden alcanzar hasta 23 dBm y una cantidad significativa de potencia TX se puede acoplar fácilmente a módulos y componentes cercanos. Debido a la no linealidad de los componentes, las señales TX acopladas y moduladas con señales de banda base de baja frecuencia generan nuevos componentes de frecuencia y luego interfieren con la banda RX. Las señales de banda base de baja frecuencia, que normalmente se ignoran por problemas de detección, pueden causar problemas en tal situación. Existen pocos estudios sobre la relación entre el espectro de la señal de banda base y la densidad.

En este artículo se propone una nueva dirección para la mitigación de la sensación. Sin modificar el diseño del hardware, se puede suprimir la sensación diseñando la distribución del espectro ajustando el ciclo de trabajo del reloj de ruido. Se explica la comprensión de la modulación causada por el sentido y la distribución del espectro del reloj versus el ciclo de trabajo. Luego, las mediciones reales de los teléfonos móviles validaron la viabilidad de mitigar la sensación mediante el ajuste del ciclo de trabajo.

Para las antenas de RF en modo de trabajo dúplex por división de frecuencia (FDD), las frecuencias de transmisión generalmente no están muy lejos del rango de frecuencia de recepción. Como muestra la Figura 1(a), utilizando la banda LTE 5 como ejemplo, los canales de transmisión tienen una diferencia de 45 MHz con respecto a los canales de recepción. La desconexión causada por la modulación puede ocurrir bajo dos condiciones: 1) Existen componentes espectrales de señal de banda base alrededor de 45 MHz; 2) Existe suficiente no linealidad para mezclar las señales TX y de banda base. Luego, las señales de banda base se convertirán al rango RX e interferirán con el canal. Estudios anteriores han identificado bien que este mecanismo de modulación ocurre en un diseño práctico de teléfono [3].

Como muestra la Figura 1(b), las señales TX radiadas desde la antena pueden ser captadas por el circuito de micrófono digital (Dmic) cercano. Debido a la no linealidad del componente Dmic, las señales TX acopladas pueden modularse con las señales de reloj del micrófono, por lo que se crearán nuevas señales de alta frecuencia no deseadas en el rango RX después de la mezcla. Con el tiempo, el ruido RX modulado se acoplará nuevamente a la antena víctima y degradará la sensibilidad. Observe que aunque la frecuencia fundamental del reloj Dmic es de 2,4 MHz, sus armónicos pueden ocurrir cerca de 45 MHz.

Figura 1: Mecanismo de detección causado por modulación: (a) banda de trabajo en modo FDD (b5); (b) acoplamiento de ida y vuelta de TX y señales de reloj moduladas.

Por tanto, las señales interferentes provienen de la intermodulación entre TX y sus armónicos del reloj Dmic.

Un reloj puede tratarse razonablemente como una onda trapezoidal con un cierto tiempo de subida/bajada y un ciclo de trabajo, como muestra la Figura 2(a).

Figura 2: Onda trapezoidal y función sinc para diferentes ciclos de trabajo: (a) Explicaciones de la onda trapezoidal; (b) función sinc sobre órdenes armónicos.

La forma de onda se puede expresar en la serie de Fourier como [10]:

(Ecuación 1)

Donde x (t) es la forma de onda en el dominio del tiempo de la onda trapezoidal, c0 es el componente de CC y cn es la amplitud del espectro de doble cara del armónico de enésimo orden. Aplicando la transformada de Fourier, las magnitudes de los coeficientes de Fourier de un solo lado (excluyendo CC) de los armónicos del reloj se pueden expresar como:

(Ecuación 2)

donde cn+ es el coeficiente de Fourier de un solo lado para el armónico de enésimo orden, A es la amplitud del nivel de voltaje para “ALTO” digital, Td es el ancho del pulso en el tiempo, T es el período, tr/f es el tiempo de subida/caída . Es bien sabido que el ciclo de trabajo suele ser cercano al 50%, y la onda trapezoidal solo tendrá armónicos de orden impar como dominantes, mientras que todos los armónicos pares son prácticamente insignificantes. Sin embargo, esto no es válido para armónicos de orden superior.

Suponiendo que el tiempo de subida/caída, el período y la amplitud del voltaje son todos fijos y sólo cambia el ciclo de trabajo, los coeficientes de Fourier, Y(n), se convierten en

(Ecuación 3)

que sólo está relacionado con el ciclo de trabajo. La Figura 2(b) muestra los coeficientes para diferentes ciclos de trabajo. Por ejemplo, para el caso del ciclo de trabajo del 50%, Y(n) es cero cuando n = 10 (orden par) y distinto de cero cuando n = 9 (orden impar). Sin embargo, cuando el ciclo de trabajo no es ideal, por ejemplo en el caso del 45%, Y(n = 9) << Y(n = 10). En este caso, el componente de orden par es mucho mayor que el componente de orden impar. Vale la pena mencionar que, en la Figura 2 (b), la dominancia entre los armónicos de orden par e impar se alterna a medida que aumentan las frecuencias.

Los armónicos del reloj son señales de banda estrecha, pero las señales de TX son de banda ancha. El ruido de banda lateral convertido ascendente debido a la modulación será de banda ancha y el ancho de banda de cada armónico modulado será igual al de TX. El caso más simple se muestra en la Figura 3(a) cuando el ancho de banda de TX es menor que la frecuencia fundamental del reloj Dmic. Sólo una potencia parcial del orden 19 del armónico interferirá con la banda receptora. Cuando se trata de casos con un ancho de banda TX más amplio, el armónico de orden 19 siempre interferirá con la banda RX, mientras que cada vez estarán involucrados más armónicos adyacentes a medida que aumenta el ancho de banda TX/RX. Como. Las Figuras 3(b), 3(c) y 3(d) demuestran que, cuando el ancho de banda TX/RX es de 3 MHz, los armónicos 18 y 19 contribuirán parcialmente a la potencia total recibida, conocida como indicador de intensidad de la señal recibida (RSSI). dentro del rango RX. Mientras que cuando el ancho de banda TX/RX es de 5 MHz, los armónicos 17 a 20 interferirán con el RSSI y cuando el ancho de banda TX/RX es de 10 MHz, los armónicos 15 a 22 contribuyen al RSSI. Como se mencionó en la Sección II Parte A, independientemente de los canales seleccionados para transmitir y recibir, el espaciado dúplex siempre se mantiene igual. Pero cuando el ancho de banda de TX se vuelve más amplio (indicado como bloques rojos), los armónicos modulados también serán más amplios. Entonces caerán más armónicos en la banda receptora (indicada con bloques azules). Además, cada orden tendrá un peso de contribución diferente al RSSI.

Figura 3: Ordenes de armónicos de reloj de interferencia para diferentes anchos de banda de TX: (a) 1,4 MHz; (b) 3 MHz; c) 5 MHz; (d) 10 MHz.

Como muestra la Figura 4, la señal TX de banda ancha medida ocupa un ancho de banda de 1,4 MHz y la potencia de RF será dominante dentro del rango de frecuencia de [fTX, fTX + BandwidthTX/RX], en este ejemplo BandwidthTX/RX = 1,4 MHz.

Figura 4: Espectro de TX y potencia de RF de interferencia: (a) señales de TX (diferentes configuraciones de ancho de banda) (b) espectro de TX ampliado (caso de 10MHz).

Además, solo una parte del armónico 19 modulado interferirá con el rango de recepción, como muestra la Figura 3(a), por lo que el rango de frecuencia considerado en consecuencia está marcado en el rango sombreado de la Figura 4(a). Entonces la potencia no deseada en el armónico de enésimo orden se puede expresar como [11]:

(Ecuación 4)

donde Td/T es el ciclo de trabajo, f1(n) y f2(n) son los límites inferior y superior del armónico de orden n para el rango de frecuencia considerado dentro de [fTX, fTX + BandwidthTX/RX], Sxx(f) es el ciclo de trabajo densidad de la señal TX. El coeficiente a es una constante que representa la eficiencia del acoplamiento EM de ida y vuelta y la pérdida de conversión de mezcla entre TX y los armónicos del reloj. En otras palabras, la potencia TX total integrada dentro de la banda de frecuencia dada se acoplará primero desde la antena al Dmic, luego se modulará con armónicos de reloj y, finalmente, se volverá a acoplar a la antena. A menos que la ruta de acoplamiento y la no linealidad del Dmic cambien, a permanece sin cambios. Además, debido a que el espaciado dúplex es mucho menor que las frecuencias portadoras, se puede despreciar la dependencia de la frecuencia de a.

Además, la señal TX de banda ancha no es un espectro continuo, sino que se compone de miles de tonos de banda estrecha con un intervalo de 1 KHz entre tonos adyacentes si se amplía a un intervalo pequeño, como muestra la Figura 4(b). Cuando el ancho de banda de resolución (RBW) es mucho menor que 1 KHz, la integral en (4) se puede simplificar como una suma:

(Ecuación 5)

donde Pmedido es la curva medida en el analizador de espectro. m1 y m2 satisfacen f(m1) = f1 y f(m2) = f2 son los datos registrados del eje de frecuencia. Como se puede observar en la Figura 4 (a), las distribuciones del espectro sobre las frecuencias del TX son aproximadamente planas dentro del ancho de banda de trabajo. Por lo tanto, si se conoce la potencia total de radiación TX, (5) se puede simplificar aún más como:

(Ecuación 6)

(Ecuación 7)

(Ecuación 8)

donde PTX es la potencia total de TX, w(n) son los coeficientes de ponderación para representar la relación entre la potencia involucrada y la potencia total para el armónico de enésimo orden.

Como el RSSI causado por la modulación de TX y armónicos está relacionado con orden(es) específico(s) de los armónicos, y cada armónico tiene un peso de contribución diferente al nivel de desense, el RSSI se determinará mediante la suma de la potencia de todos los armónicos involucrados multiplicada por sus pesos. Cuando las amplitudes de varios armónicos adyacentes se pueden sintonizar de acuerdo con (2), puede existir una opción óptima para minimizar el RSSI.

Tabla 1: Coeficientes de ponderación para armónicos involucrados

Según las derivaciones en (4) ~ (8), la potencia de RF de interferencia es una función del ciclo de trabajo. Ajustar el ciclo de trabajo dará como resultado una variación de cn+ y, por lo tanto, una variación de RSSI. Para validar la viabilidad de la mitigación de la sensación, se realizaron dos mediciones. Teniendo en cuenta la limitación práctica de que el Dmic dentro del teléfono no puede modificar el ciclo de trabajo del reloj, se utilizó un módulo Dmic separado y se encendió mediante un generador de señal externo ajustable. El módulo Dmic se colocó cerca de la antena de RF del teléfono celular para mantener la ruta de acoplamiento como muestra la Figura 5. El Dmic recibió la señal de reloj y la polarización de CC de un generador de funciones (Agilent 81150A). En esta configuración, el acoplamiento de ida y vuelta y la conversión ascendente debido a la no linealidad todavía existen para imitar el mismo mecanismo que la Figura 1 (b).

Figura 5: La configuración de RFI del teléfono celular para TX y modulación de reloj causó sensación

Para observar mejor los cambios del espectro RX en función del ciclo de trabajo, se utilizó un duplexor compatible con la banda LTE 5 para permitir el acceso al espectro recibido. Manteniendo la ubicación del teléfono celular y el módulo Dmic, se cambiaron los cableados como se muestra en la Figura 6(a). La Figura 6(b) muestra el diagrama de cableado y las rutas de la señal de RF. Las señales TX del teléfono de alta potencia primero pasaron por el puerto “TX” hasta el puerto “ANT” del duplexor y luego se inyectaron en el sistema de antena de RF (circuitos de sintonización + antena física). Las señales TX radiadas se acoplaron al Dmic y se modularon con los armónicos del reloj. Luego, la banda lateral modulada se irradia hacia atrás y la antena la capta. Finalmente, las señales de banda lateral RX seleccionadas pasaron a través del puerto “ANT” al puerto “RX” del duplexor y fueron medidas por el analizador de espectro (amplificadas antes de ingresar al instrumento).

Figura 6: Configuración de prueba de RFI basada en duplexor: (a) configuración real; (b) diagrama de cableado y rutas de flujo de señal

Los resultados medidos se muestran en la Figura 7 para el caso de que el ancho de banda de TX sea de 1,4 MHz. Como se analizó en la Sección II Parte C, el rango de frecuencia de interferencia del armónico 19 está marcado como la región roja transparente. Al cambiar el ciclo de trabajo del reloj, se puede ver una diferencia de más de 10 dB en el rango marcado.

Figura 7: Resultados de la prueba RFI basada en duplexor

Cuando se trata de casos de ancho de banda TX más amplio, el espectro en el rango RX será más complicado debido a la superposición de los armónicos modulados. Por lo tanto, resulta innecesaria medir los espectros para casos de TX más amplios. Por lo tanto, las pruebas RSSI directas pueden ayudar a determinar la configuración óptima del ciclo de trabajo para la mitigación de la detección de todas las configuraciones de ancho de banda TX/RX. Existe una herramienta comercial instalada en una PC que puede controlar y comunicarse con el teléfono bajo prueba. RSSI en tiempo real se puede grabar directamente en la PC. Se realizaron mediciones para 3 configuraciones diferentes de ancho de banda de TX y un barrido del ciclo de trabajo del 46 % al 54 % con una resolución del 0,1 % (la resolución más fina del generador de señal). Las predicciones de cambios de RSSI basadas en ecuaciones vendrán dadas por (7).

Las tendencias del nivel de detección, como se muestra en la Figura 8, cambiadas para diferentes anchos de banda están bien capturadas. Cuanto menor sea el ancho de banda, mayor será la supresión de la densidad que se puede lograr utilizando este método de sintonización del reloj. Idealmente, si los armónicos del reloj modulados son las únicas fuentes de ruido y el ciclo de trabajo se puede ajustar con una resolución del 0,05 % como muestra la curva roja discontinua, la densidad se puede mitigar en 20 dB (47,35 % o 52,65 %) para el ancho de banda de 1,4 MHz. caso. Sin embargo, debido a la existencia de otros ruidos pequeños y la limitación de la capacidad de sintonización más fina del generador de señales, una mitigación de 10 dB es la mejor mejora. Para el caso de un ancho de banda de 5 MHz, la medición real no podrá resolver una diferencia tan pequeña de 1,5 dB.

Figura 8: Resultados de la prueba RSSI directa

Este artículo demuestra una comprensión integral de cómo los armónicos modulados socavarán la sensibilidad de recepción en un sistema de RF en modo FDD. Sobre la base de lo entendido, se propone una nueva dirección que cambia la envolvente del espectro ajustando el ciclo de trabajo del reloj de la fuente de ruido para mitigar la desense por primera vez. Se han obtenido estimaciones basadas en ecuaciones y se han validado correctamente con mediciones reales del producto. Cuando las señales de reloj que interfieren no requieren un ciclo de trabajo estricto para funcionar correctamente, este método de sintonización se puede utilizar para suprimir la sensación sin realizar modificaciones en el diseño. Por lo tanto, en el futuro, los problemas de densidad relacionados con la modulación se podrán resolver con un nuevo método aplicable para los ingenieros.

Chulsoon Hwangciclo de trabajo del relojdesentidoJun FanRFShengxuan Xiaspectrum

Shengxuan Xia es un doctorado. estudiante de la Universidad de Ciencia y Tecnología de Missouri.

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